--->Pagina consigliata: Amplificatore Valvolare Cinese Reisong A10-A12 - Prime modifiche

Amplificatore Valvolare Cinese Reisong A10 A12 - Modifiche estreme

Per una discussione approfondita sul modello originale e su modifiche basilari andare a questa pagina.
Questa pagina è realizzata come un blog, le modifiche sono descritte nella cronologia in cui sono state fatte.
Sono state fatte solo le modifiche possibili preservando l'estetica dell'amplificatore.
Dello stesso amplificatore esiste il modello A10 e il modello A12 che dovrebbe essere un A10 rivisto e corretto ma che non presenta nessuna miglioria rispetto all'A10, di fatto sono uguali.
In alcuni A12 sono impiegate delle ECC83 come valvole preamplificatrici che sono funzionalmente compatibili con le 6N2 tranne che per il collegamento del filamento e del piedino 9. Tutti gli altri componenti e lo schema sono uguali.
Guardando le misure eseguite da altre persone sulle tensioni nel circuito vi è una certa discrepanza per quello che riguarda le tensioni anodiche che differiscono in un range di 40V probabilmente perché sono stati utilizzati diversi trasformatori di alimentazione per produrre vari lotti.
Non è raro fra un modello e l'altro di trovare anche dei valori diversi per alcuni componenti come i condensatori di livellamento.
Mi sarebbe piaciuto poter analizzare visivamente i trasformatori adattatori di impedenza, valutarne l'accuratezza dell'assemblaggio e lo spessore dei lamierini, purtroppo non è possibile se non distruggendoli, essendo resinati in un involucro metallico.

Indice Argomento Corrente

1) Iniziamo con le modifiche estreme - da aspera ad astra

2) Misure: Rumore di fondo - Tutte le misure di seguito sono riferite all'impiego delle valvole finali di potenza KT88. Il bias è stato regolato a 70-75mA.

3) Misure: Controreazione

4) Misure: Potenza massima in funzione della massima elongazione del segnale in uscita senza evidente clipping

5) Misure: Diafonia

6) Misure: Banda passante al 50% della potenza

7) Misure: Tempo di stabilizzazione del funzionamento

8) Misure: Sfasamento ingresso uscita

9) Modulazione del ripple

10) Visione d'insieme

11) Valutazioni finali

1 - Iniziamo con le modifiche estreme - per aspera ad astra

Visto che ormai ci sono e mi sono preso la briga di modificare questo amplificatore procediamo nelle modifiche più invasive, quelle mirate a migliorare la polarizzazione delle valvole, con la possibilità di migliorare il bias sia delle preamplificatrici che delle finali in modo da ricercare sperimentalmente il punto di minima distorsione armonica e di fase e migliorare la controreazione che notoriamente è sensibile alle rotazioni di fase del segnale. Questo tipo di ottimizzazione è un po' più complessa da mettere in opera e richiede un ricalcolo preciso dei vari parametri di funzionamento.
Nello specifico per quello che riguarda le valvole finali di potenza:

• Polarizzare la griglia di controllo delle finali con un alimentatore aggiuntivo e con la possibilità di regolazione fine.
  In questo modo si può eliminare la resistenza catodica di polarizzazione automatica delle EL34B e relativo condensatore oppure ridurla a valori che comportano comunque una caduta di tensione irrisoria al solo scopo di monitorare la corrente che le attraversa in fase di taratura del bias.
  Questo elimina completamente il problema del gruppo RC di polarizzazione dovuto alla rotazione di fase alle frequenze più basse. Un altro effetto di questa modifica è incrementare la tensione anodica di circa 18-20V che porterà un piccolo beneficio alla massima elongazione del segnale sul primario del trasformatore adattatore di impedenza con relativo aumento della potenza sul carico.

• Introdurre la possibilità di sostituire le EL34 con delle KT66 o KT88 senza stravolgere il circuito di polarizzazione.
  Questo non nell'ottica di incrementare la potenza di uscita, limitata dai trasformatori adattatori di impedenza e dalla massima elongazione del segnale in funzione della tensione di alimentazione, ma di sfruttare di meno la valvola finale facendola lavorare nel caso ad esempio delle KT88 a meno di metà della potenza massima, per una maggior durata nel tempo.

Per quello che riguarda le valvole preamplificatrici/driver:

• Abbassare l'impedenza di uscita delle preamplificatrici per pilotare con più corrente le finali (per neutralizzare completamente l'effetto della capacità parassita di ingresso delle EL34 o KT88.
  Questo richiederà anche la sostituzione della resistenza di carico anodica delle stesse.
  Questo elimina in parte il problema della capacità parassita sulla griglia che introduce un piccolo carico reattivo sulla valvola driver creando delle rotazioni di fase sulle frequenze più alte.
  Inoltre diminuirà il rumore prodotto dal triodo.
  Come conseguenza si ridurrà anche l'amplificazione (controlleremo questo fenomeno ritarando la controreazione).

• Sostituirò le valvole driver con delle 6N2P-V (oppure delle 6N2P-EV) Voskhod russe NOS (anno 1970) di grado militare che hanno una amplificazione leggermente maggiore e sono garantite per 5000 ore di funzionamento.
  Le tarature definitive le farò dopo un periodo di rodaggio di qualche decina di ore per dare tempo alle valvole di stabilizzarsi. Prima di montare delle valvole NOS ricordarsi di riattivarle correttamente.
  Se le valvole non vengono riattivate correttamente si può essere formata una piccola quantità di gas all'interno, l'effetto è un ronzio di fondo e dei soffi in alta frequenza facilmente avvertibili sugli altoparlanti dovuti alla ionizzazione del gas all'interno e la perdita del corretto punto di lavoro.

Per quello che riguarda l'alimentazione:

• Aumentare il rapporto segnale rumore (arrivando magari a 80-90dB o più) e ridurre la diafonia ripensando il circuito di alimentazione anodica incrementandone ulteriormente i condensatori di livellamento per avere un immagazzinamento di energia più grande utilizzando un induttore ad alta frequenza di basso valore per eliminare i disturbi ad alta frequenza propagati attraverso l'alimentazione.

• Impiegare un filtro di rete sul primario del trasformatore di alimentazione, purtroppo nel mobile non vi è spazio e non vi è neppure il modo di fissarlo stabilmente. Proverò a costruire un filtro che possa essere alloggiato con adeguate caratteristiche.

• Impiegare un VDR per ridurre i possibili transienti nel circuito in ingresso del trasformatore di alimentazione.

• Integrare anche un DC blocker basilare (un circuito che elimina le possibili correnti continue sulla rete elettrica) a monte del trasformatore di alimentazione.

Il punto di minor distorsione verrà fissato alterando sperimentalmente la tensione negativa di griglia, prima dello stadio preamplificatore e poi di quello di potenza verificando nel contempo la distorsione armonica totale con un distorsimetro.
Questo implica una taratura fine che dovrà essere ripetuta per avere la massima prestazione qualora si cambiassero le valvole.
La distorsione a causa della controreazione che altera il comportamento delle preamplificatrici va misurata unicamente all'uscita.
Nello schema sotto si possono vedere le modifiche apportate.

Elenco componenti	Valore	Note
T3	23mH X 2	Trasformatore a cale alternate a bassa capacità parassita
T4	230Vca-20Vca	1VA da pcb incapsulato in resina
C10-C11	0,1uF 280Vca	Poliestere metallizzato
C12	100nF 600V	Poliestere metallizzato
C13-C14	100uF 35V	Elettrolitico
C15-C16	22nF 100V	Poliestere metallizzato
C4-C7-C8	100nF 600V	Poliestere metallizzato
L2	0,26mH	Induttore per alta frequenza avvolto su nucleo toroidale in ferrite
D1-D10	1N4007	Diodo al silicio
VDR1	VDR	Varistore all'ossido di zinco adatto alla tensione della rete elettrica

Tutti i valori degli altri componenti sono visibili sullo schema.

Calcoli relativi alla sezione preamplificatrice.
Sotto le caratteristiche anodiche di una valvola 6n2p. Per i calcoli dobbiamo tenete conte che abbiamo due triodi in parallelo, quindi le impedenze sono dimezzate.

Ho tracciato tre rette di carico, una molto conservativa (la viola) una intermedia (Verde) e una più estrema (rossa) per quello che riguarda la potenza dissipata dalla valvola.
Con la retta rossa abbiamo una resistenza anodica da 75K (300V/4mA) che considerato il parallelo diventa da 37,5K, ancora troppo alta per i miei gusti ma con questa valvola meglio non si può fare senza sacrificarne la durata.
La linea verticale Gialla mostra l'attuale punto di funzionamento, la Blu identifica il nuovo punto di funzionamento.
Di seguito un po' di matematica per calcolare alcuni valori salienti giusto per dare un assaggio dei calcoli che occorre fare prima di provare una modifica.

 

Preamplificatore - Facciamo un po' di conti basandoci sul grafico delle caratteristiche anodiche sopra.

R5	Va/(Ia*2)	300/(0,004*2)=37,5K
VKmax	(Iax2)*(R4+R6)	0,004*2*(220+50)=2,16V
VKmin	(Iax2)*R6	0,004*2*50=0,4V
XC1C2	Reattanza capacitiva a 20KHz di C1 parallelo C2	24,8 Ohm
Impedenza di ingresso EL34	Impedenza Capacità di griglia controllo 16pF a 20KHz parallelo R7	238K
Resistenza di uscita stadio preamplificatore	R5/2	18,75K
Potenza dissipata 2 triodi (max 1,6W, 0,8W per triodo)	(Va/2)*(Ia/2)*2	(300/2)*0,002*2=0,6W (0,3W per triodo ancora bassa rispetto alla potenza massima per triodo di 0,8W per la versione EV e 1W per la versione standard)

Tenendo conto dei valori calcolati la componente reattiva della capacità di griglia controllo della EL34 è trascurabile se rapportata alla impedenza di uscita del preamplificatore, quindi ci si aspetta una rotazione di fase trascurabile.
Aumentando la pendenza della retta di carico perderemo un po' di amplificazione.
Aumentando la corrente assorbita dal preamplificatore la tensione anodica dovrebbe scendere di qualche Volt.

 

Stadio alimentatore - Facciamo un po' di conti

Energia Accumulata in C6-C7 che alimenta le finali	PC6= 0,5*C6*VB1*VB1	0,5*0,00015*321*321= 7,7 Joule
Energia Assorbita dal carico su B1 in un secondo	PCirc= VB1*Ia*2	321*0,012= 3,8 Joule
Energia di scarica del condensatore C6 in un 1/200 Secondi. Si tratta del periodo di scarica fra una sinusoide e l'altra.	PScar= PCirc/200	3,8/200= 0,01926 Joule
Ripple ai capi di C6 calcolato dall'energia residua e ricavando la tensione ai capi da essa. Il ripple è da intendersi come tensione picco a picco.	VB1-(Rad(PC6- Pscar)/(C6*0,5))	321-(Sqr(7,7-0,01926)/ (0,00015*0,5))= 321-320,01= 0,9845V

Rad=radice quadrata
Occorre per quanto possibile aumentare ulteriormente la capacità di livellamento per abbassare ulteriormente l'ondulazione residua. Aggiungendo la controreazione la reiezione del ripple dell'intero amplificatore migliora di molto ma meglio fornire in ogni caso una tensione già ampiamente stabile. Inoltre una capacità totale maggiore attenua la fluttuazione di tensione sotto carico e migliora la diafonia.

Nella fotografia sopra il filtro antidisturbo di alimentazione che funge anche da soppressore di transienti e blocco corrente continua.

Nella fotografia sopra l'alimentatore per la polarizzazione della griglia controllo delle valvole finali.

2 - Misure: Rumore di fondo - Tutte le misure di seguito sono riferite all'impiego delle valvole finali di potenza KT88. Il bias è stato regolato a 70-75mA.

Il rumore di fondo è ulteriormente migliorato, attestandosi a 1,2mVRMS. Da notare nell'immagine sotto le frequenze radio da 88-108MHz che rientrano nell'amplificatore e sono presenti in uscita.

Il rumore come possiamo vedere sopra è tutto in alta frequenza, non ci sono tracce di ripple o di disturbi udibili. Il rumore in alta frequenza è da imputare a disturbi condotti della rete elettrica. E' comunque molto contenuto.

3 - Misure: Controreazione

Sopra, la comparazione fra un canale controreazionato (la traccia rossa) e uno senza controreazione (traccia blu). Con la controreazione il guadagno diminuisce molto, occorre ritoccare la controreazione perché il segnale in ingresso dovrebbe essere molto grande per ottenere la massima potenza.

Tuttavia con la controreazione la distorsione diminuisce drasticamente.

Sopra, la risposta all'onda quadra. Si notano delle oscillazioni smorzate in alta frequenza in corrispondenza del fronte di salita e discesa dovute alle componenti reattive parassite, vedi induttanza dispersa del trasformatore adattatore di impedenza e capacità fra gli avvolgimenti dello stesso.
La frequenza dell'oscillazione smorzata si attesta su una frequenza di circa 100 KHz che è la frequenza di risonanza del trasformatore adattatore di impedenza.
E' abbastanza alta per non essere un problema.

4 - Misure: Potenza massima in funzione della massima elongazione del segnale in uscita senza evidente clipping

E' possibile misurare la potenza massima in uscita su un carico di 8 Ohm. La tensione RMS in uscita è 7,2 Volt, quindi Pmax=(7,2/8)*7,2=6,48W

5 - Misure: Diafonia

Il valore della diafonia a 1KHz è più che buono, su un canale abbiamo 7,554V e sull'altro canale 44,88mV. Essendo la diafonia frutto dell'accoppiamento parassita dovuto all'alimentazione, quindi un accoppiamento di tipo capacitivo le due onde sono sfasate di 90°.

Nell'immagine sopra l'andamento della diafonia al variare della frequenza. La curva rossa rappresenta la tensione in uscita e la curva blu la diafonia corrispondente ovvero la tensione in uscita sul canale non collegato al generatore di funzioni.
Come vedete e come è lecito aspettarsi la diafonia cambia in funzione della frequenza per l'induttanza parassita dei condensatori di livellamento. La banda passante è stata tracciata per punti distanti 5 Hz.

6 - Misure: Banda passante al 50% della potenza

La banda passante è stata rilevata fino a 50KHz. Da 20Hz a 20KHz è più che buona.

7 - Misure: Tempo di stabilizzazione del funzionamento

Partendo dalla temperatura ambiente, all'accensione il bias delle valvole finali è molto basso e si assesta in un lasso ti tempo abbastanza lungo. Questa prova ha come scopo quello di quantificare questo tempo. Viene eseguita misurando la tensione in TP1 per determinare la corrente di bias che attraversa la valvola fino a che non arriva al valore di taratura. Il tempo necessario sono 30 minuti.

8 - Misure: Sfasamento ingresso uscita

Sopra una immagine del segnale di ingresso (rosso) sovrapposto al segnale di uscita (Blu). A 400Hz non vi è sfasamento.

Sopra una immagine del segnale di ingresso (rosso) sovrapposto al segnale di uscita (Blu). A 20Hz. Il segnale in ingresso è in ritardo sul segnale in uscita. Si evidenzia una componente capacitiva.

Da notare che la distorsione alle basse frequenze estremamente visibile nell'amplificatore originale ora è del tutto sparita, frutto della perfetta taratura dei componenti, dei punti di lavoro delle valvole e della controreazione.

Sopra una immagine del segnale di ingresso (rosso) sovrapposto al segnale di uscita (Blu). A 20KHz. Il segnale in ingresso è in anticipo sul segnale in uscita. Si evidenzia una componente induttiva.

9 - Modulazione del ripple

In un amplificatore all'aumentare della potenza in uscita aumenta la corrente erogata dall'alimentatore.
Fanno eccezione gli amplificatori in classe "A" come questo in cui la corrente di picco aumenta ma la corrente media rimane uguale per qualsiasi valore della potenza in uscita. Inoltre la presenza di uno stadio di alimentazione particolarmente filtrato (con un filtro CLC) rende il ripple inpercettibile e non varia in condizione di massima potenza in uscita.

10 - Visione d'insieme

Nella fotografia sotto il circuito interno modificato con l'aggiunta del soppressore di disturbi e dell'alimentatore per la polarizzazione delle griglie di controllo delle valvole finali. E' stata utilizzata della guaina termo-restringente per isolare gran parte dei reofori dei componenti.

Nella fotografia come si presenta esternamente l'amplificatore con le KT88 (Psvane, la scritta è dietro) e le 6n2p Voskhod russe NOS.

11 - Valutazioni finali

Che dire? Ora va veramente bene, si possono fare altre modifiche ma dall'ascolto emerge già un amplificatore che si colloca su una fascia di prezzo decisamente alta, ben bilanciato e con un bel suono pulito e preciso. Certo, ho speso parecchio, sia dal punto di vista economico che per il tempo che ho impiegato. Ma sono soddisfatto (e io per mia natura non sono MAI soddisfatto).

 

Video su Youtube